电压调节器(VR)指标的不断变化引发越来越多挑战性
作者：Alexandr Ikriannikov, Analog Devices首席应用工程师
 
TLVR是一种相对较新的开发成果，技术人员仍在研究其技术细节和特性。本文重点关注TLVR的瞬态特性，这会影响到磁隔离，以及整个主板的电气隔离和安全性问题。
TLVR和瞬态特性
图1所示为TLVR原理图，用于多相降压型调节器。主电感绕组仍然连接在每相的开关节点与Vo之间，而增加的辅助绕组则彼此串联，并与调谐电感L_C相联。如果移除L_C，电路则恢复成buck转换器中的分立电感。将L_C短路，则意味着每相之间的相关性最强，具有最快的瞬态性能，但会使电流纹波和效率变差。
 

图1. TLVR原理图
TLVR发生瞬变时，一个潜在问题是：所有辅助线圈绕组彼此串联，成匝数比为1:1的典型变压器。由于发生瞬变期间，通常会使能buck内的每一相使能对齐，以改善性能：变压器副边的电压脉冲也将对齐。
考虑到12V至1.8V转换应用中极具挑战性的负载瞬变，所有相上的高边FET都将尽可能快地打开，由此，(V_IN - V_O) = 10.2V电压将同时作用到所有主线圈绕组，如图2所示。在最差工作条件下，所有1:1变压器将在其副边产生10.2V电压，从而导致副边的电压脉冲为：(V_IN - Vo) × N_PH。这显然威胁到系统的安全性。图2给出了TLVR的典型粗略估值，主线圈绕组和辅助线圈绕组之间存在小的漏感，测得为5nH。
 

 图2：LVR = 150nH的等效原理图，最差条件负载瞬态
图3所示为N_PH = 20条件下的仿真，所有V_X开关节点具有100ns的10.2V脉冲。将所有副边TLVR电压绘制成图，可以看出串联绕组产生的累积电压。当20个相链路副边绕组加载L_C = 160nH时，将会导致以下高压问题：a)电路板电压达到大约123V； b) 如果将L_C断开，电压阶跃可高达197V。总电压接近于最差工作条件下的数值：(V_IN - Vo) × N_PH。
然而，图3所示结果仍然过于乐观。实际上，图3中的仿真至少需要在GND平面和连接副边TLVR绕组的较宽走线之间添加寄生电容，大约为5pF。图4所示原理图对应的仿真结果如图5所示。寄生电容导致高Q值电路中出现大量的振荡。对于N_PH = 2 0的相同情况下，当L_C = 160nH时，电压峰值为239V；如果L_C从电路板上断开，电压峰值达到390V。
注意，电路板布线寄生电容值实际上并不重要 —— 仅影响振荡频率和包络，但不影响幅值。
 

图3. TLVR最差工作条件下的瞬态特性仿真：a) L_C = 160nH，b) L_C开路，N_PH = 20
 

图4. 将电路板布局寄生电容添加到TLVR等效电路的原理图
 

图5. TLVR最差工作条件下的瞬态特性仿真，每个副边节点增加5pF电容，a) L_C = 160nH，b) L_C开路，N_PH=20
缓解这种情况的一种方法是确保各相在发生瞬变期间不对齐工作，这显然会给瞬态响应带来限制。另一方法是限制连接的TLVR相数。但是，由于N_PH足够高才能有效降低电流纹波并提高效率，而N_PH足够低才能限制最差条件下的副边电压，实际应用中如何对这些限制加以平衡？
 
Nph链路考量
图6所示曲线对耦合电感和TLVR的归一化电流纹波进行了对照，以Vo为变量的函数 (V_IN = 12V)。该图从分立电感L (红色曲线)开始，给出了不同数量Nph的结果， a) 单个耦合电感的磁耦合，或 b) TLVR链路。假设工作条件：TLVR = 150nH，漏感为5nH，L_C = 120nH。对于C_L，假设耦合比 L_M/L_K = 5。根据N_PH，磁耦合电感可以显著降低具有相同电感值L的分立电感的电流纹波。另一方面，TLVR的电流纹波则始终大于具有相同电感值L的分立电感的情况。TLVR电流纹波在D = k/N_PH区域有一个下陷。增加链路相数显然有利于降低TLVR的电流纹波(图6b)。
 

图6. 不同N_PH下计算的归一化电流纹波，作为Vo的函数(V_IN = 12V) ，a) 耦合电感(L_M/L_K = 5)，b) TLVR = 150nH (L_C = 120nH)
图7给出了电流纹波随N_PH的变化曲线，TLVR = 150nH，L_C采用不同值。较低的L_C引入较大误差，但趋势非常清晰：减少N_PH或降低L_C会造成电流纹波增大。注意，TLVR始终比“基础分立电感”(L_C = 开路)的纹波大。为保证电流纹波的影响受控，可计算得出所连接的最小相数大N_PH_min约为1/D。也就是说，将N_PH至少增大到电流纹波曲线中的第一个下陷处，此时不同相数的占空比接近于交叠。
 



图7. TLVR = 150nH，不同L_C下计算得到的电流纹波，随所连接的N_PH而变化(V_IN = 12V，Vo = 1.8V，f_S = 400kHz)
另一个结论是，所需的最小连接相数将随着Vo的降低而增大，如式(1)所示。对于V_IN = 12V、Vo = 1.8V，TLVR方案所要求的N_PH_min大约为6；而对于Vo = 0.8V，N_PH_min约为15，参见图8。当然，如果能够容忍电流纹波以及效率的进一步影响，也可接受较小数量N_PH。
假设12V至1.8V转换应用中，设计目标是连接N_PH = 6，以保持TLVR电流纹波较低。图9所示为原边所有相具有100ns脉冲(V_IN - Vo)时，副边TLVR的电压。当L_C = 120nH时，副边电压可达77V。如果从PCB断开L_C，空载时副边电压振荡幅度高达113V。
 

图8. TLVR = 150nH，不同L_C下计算得到的电流纹波，随N_PH而变化。V_IN = 12V，Vo = 0.8V，fs = 400kHz
最差工作条件下，副边TLVR电压的粗略估计如式(2)所示，其中乘数“2”源于振荡而非脉冲波形。
 

相应地，N_PH = 20时，所估算的V_PEAK为408V；N_PH = 6时，V_PEAK为122V，分别对应于所仿真的图5b ：377V和图8：113V。
 

图9. TLVR最差条件下性的瞬态仿真，每个副边节点增加5pF电容，a) L_C = 120nH，b) L_C开路，N_PH=6
为了保证最差工作条件下，副边电压小于相应的最小V_PEAK，N_PH_max估算公式如式(3)所示。假设最大电压额定值为60V，12V至1.8V转换设计中，N_PH_max < 2.9 ；对于12V至0.8V转换电路，N_PH_max < 2.6。这就带来了保持电流纹波受控的问题，因为当Vo = 1.8V和Vo = 0.8V时，分别有N_PH_min = 6个N_PH_min = 15。如果安全等级要求将电压限制在足够低的幅度，实际应用中，似乎会额外增大电流纹波，预计会显著影响效率。
 

图10所示为N_PH_min (效率)和N_PH_max(安全性)曲线，以Vo为变量。假设安全等级要求V_PEAK = 60V @ V_IN = 12V。只有当Vo达到3.5V以上时，才可能在N_PH_min和N_PH_max之间存在可能的解决方案；而对于较低的输出电压，出于对安全性的考虑，N_PH_max将占主导地位，由此可能出现较高电流纹波，以及相应的效率下降。
 

图10：N_PH_min (效率)和N_PH_max (安全性)作为Vo的函数，假设安全等级V_IN = 12V，安全等级为V_PEAK = 60V
当然，如果减小N_PH，由于每个连接组都需要一个调谐电感L_C，也会造成调谐电感总量增多。
 
总结
TLVR是对分立电感在多相电源设计中的改进，但它在改善瞬态特性的同时引入了较大的电流纹波，致使效率降低。为了限制电流纹波的影响，建议所连接的N_PH_min > V_IN/Vo。从安全性角度看，如果PCB在最差工作条件下需要限制电压V_PEAK，则要求连接的相数N_PH_max < V_PEAK/((V_IN - Vo) × 2)。安全性的优先级通常高于对电流纹波的要求，因此，采用TLVR可能存在电流纹波的影响，并牺牲一定的效率。
缓解高压问题的另一种可能性是，确保控制器对齐操作的相数始终不超过某个最大值，根据上文讨论，60V高压限制对应的最大N_PH_max为2至3相。该方法的挑战在于它将限制系统的瞬态响应速度。此外，还应考虑在稳态条件下出现过多的相交叠工作的问题。
 
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